Популярное

Мифы о звукоизоляции



Как построить дом из пеноблоков



Как построить лестницы на садовом участке



Подбираем краску для ремонта



Каркасные дома из дерева


Главная » Операционный усилитель с

ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ТОКОВОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО НАПРЯЖЕНИЮ

Старченко Е.И. (strch@sha.rnd.su) (1), Старченко И.Е. (starchenko@selsoft.ru) (2)

(1) Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса,

(2) ООО НПФ Сельсофт

Проблема повышения быстродействия операционных усилителей (ОУ) всегда была достаточно острой и решалась как технологическими, так и схемотехническими методами. Технологический путь требует разработки интегральных транзисторов с граничными частотами в несколько гигагерц, что позволяет расширить полосу пропускания ОУ, выполненных по традиционным схемным конфигурациям, до нескольких сотен мегагерц и получить скорость нарастания выходного напряжения в несколько десятков [В/мкс].

В последние годы некоторые зарубежные фирмы (например, Analog Devise, Burr-Braun) приступили к выпуску так называемых операционных усилителей current feedback - ОУ с токовой обратной связью. Публикации о методах их проектировании в отечественной литературе практически отсутствуют. Поэтому данная работа может оказаться полезной как отечественным разработчикам аналоговых интегральных микросхем, так и потребителям подобной продукции. В сущности, быстродействие такого ОУ определяется тем, что диапазон активной работы его входного каскада существенно расширяется [1 - 3]. Как будет показано ниже, при относительно невысокой частоте единичного усиления это позволяет получить скорость нарастания выходного напряжения ОУ в сотни [В/мкс].

Термин токовая обратная связь , на наш взгляд, требует некоторых пояснений, так как в отечественной литературе используется в несколько ином смысле. Если во входном каскаде ОУ применяется классический дифференциальный каскад на транзисторах, включенных по схеме общий коллектор - общая база , то, при введении общей отрицательной обратной связи (ООС) по напряжению, ошибкой, усиливаемой усилителем, является напряжение. Поэтому в зарубежной литературе такая ООС получила название voltage feedback - дословный перевод этого словосочетания может в данном случае звучать как напряженче-ская обратная связь (заранее просим прощения у читателей за такую вольность перевода).

В усилителе с токовой обратной связью, структурная схема которого приведе-


Рисунок 1

Структурная схема ОУ с токовой обратной связью



на на рис.1, инвертирующий вход, предназначенный для подачи сигнала отрицательной обратной связи, является низкоомным. Ошибкой в этом случае является ток I0, который в дальнейшем преобразуется на входном сопротивлении буферного выходного каскада в напряжение и приводится к выходу. Как будет показано ниже, такая обратная связь остается отрицательной обратной связью по напряжению - последовательной или параллельной.

Следует отметить, что точность такого усилителя невелика, так как напряжение смещения определяется разностью напряжений база-эмиттер транзисторов разного типа проводимости. Кроме того, довольно существенный входной ток инвертирующего входа создает на резисторах обратной связи дополнительное падение напряжения, увеличивающее напряжение смещения, приведенное ко входу. Однако существуют технологические и схемотехнические методы уменьшения этого напряжения [4], о которых речь в данной работе не пойдет.

Модель для расчета пара- Рисунок 2 - Модель ОУ с токовой обратной связью метров усилителя, охваченного ООС, приведена на рис.2 [6].

Для такой модели при неинвертирующем включении ОУ оказывается справедлива следующая система уравнений (для постоянного тока):


- и-)

2>

I0 - I1 - I2y

Io -U- /Ri -(ивых

UВЫХ - I0KIR3 - ((2 + IH )RBу и - иВХ - I0R0y

где KI = KI1 = KI2 - коэффициент передачи повторителей тока (рис. 1);

Rs - эквивалентное сопротивление, представляющее собой параллельное соединение входного сопротивления буферного повторителя напряжения и выходного сопротивления повторителей тока, на котором осуществляется преобразование тока I0 в напряжение;

R0 - выходное сопротивление входного двухтактного эмиттерного повторителя.

Смысл остальных параметров, входящих в систему уравнений (1 ), должен быть понятен из рис.2.

После несложных, но довольно громоздких алгебраических преобразований,



для коэффициента усиления усилителя, охваченного общей ООС можно записать:

f О Л

= U ВЫХ =

v А0KIK2R3 ,

R2 + R0A0 + K2Rb (1 + R0/R2 )

К iK2R3

где А0 = (1+R2/R1) - по сути величина, обратная коэффициенту передачи цепи обратной связи;

К2 = Rh /(Rh+Rb ) ~ 1 - коэффициент передачи буферного повторителя напряжения;

Вполне очевидно, что легко выполнить условия: Rs >> Rb , Ra >> R2, Ra >> R0 Тогда выражение (2) преобразовывается к виду:

Ku =

-0--.-.- A0 = 1 + R2/Rj, (3)

R2 + R0A0 + K2Rb (1 + R0/R2) 0 21 1 K)

КIK2R3

что по форме вполне соответствует выражению для классического ОУ, охваченного последовательной ООС по напряжению. Следовательно, из выражения (3) можно оценить коэффициент усиления разомкнутого ОУ:

K0 =

KIK2R3

KIK2R3

R2 K2Rb

A0 A0

R1R2 R1 + R2

+R0+

(R2 + R0 )R1 RBRH

KIK2R3 R1R2

так как достаточно легко выполняются условия: R0 >> Rb , R2 >> R0 и RH >> Rb .

Анализ выражения (4) показывает, что коэффициент усиления разомкнутого усилителя в значительной мере определяется параметрами цепи обратной связи, что накладывает определенные ограничения на выбор значений сопротивлений резисторов - они должны быть низкоомными. Условия для выбора резисторов цепи обратной связи будут приведены ниже.

Для инвертирующего включения ОУ (заземляется вход (-), а входной сигнал подается на нижний по схеме вывод резистора R1) можно составить следующую систему уравнений:

I0 = 11 -12 U U

= - I0R0

ВыХ

= K1I0R3 -(I2 + Ih )R

I0 =

U вых - U

Решение этой системы уравнений (5) дает для коэффициента усиления ОУ в



инвертирующем включении следующее выражение:

K - R2 1 R2 (6)

(Как и в предыдущем случае, приближенное выражение (6) справедливо при достаточно большом ЯЭ и малых сопротивлениях резисторов цепи обратной связи). Фактически, выражение (4) можно представить как

Ku - SR3, (7)

где S - - J-2- - крутизна прямой передачи входного каскада ОУ.

-+ R0 Ri + Ri

В свою очередь, R0 - это выходное сопротивление в малосигнальном режиме двухтактного эмиттерного повторителя на транзисторах VT1 и VT2 (рис.1),которое для случая равенства токов I0i можно представить как:

R - У?

101 + 102

В отличии от классического входного дифференциального каскада, выходной ток которого определяется источником тока в цепи эмиттеров, максимальный выходной ток рассматриваемого усилителя также зависит и от коэффициентов усиления тока базы в i транзисторов VT1 и VT2:

10 МАКС - Kj 1в1101 (для положительной полуволны входного сигнала); J0МАКС - Kj2в2 J02 (для отрицательной полуволны входного сигнала).

С другой стороны, максимального значения ток J0 может достигнуть только в случае, когда выполняется условие:

- -в; jo i (8)

-- + ro

Ri + Ri

Условие (7) позволяет определить возможные значения сопротивлений резисторов R1, R2 при заданном входном граничном напряжении.

Вид проходной характеристики и зависимость крутизны прямой передачи от входного напряжения при различных значениях результирующего сопротивления приведены на рис.3.





-Ubx ш □

□и

Рисунок 3 - Проходная характеристика (I) и зависимость крутизны прямой передачи (S = dI/dUBX) входного каскада

С увеличением результирующего сопротивления в цепи обратной связи растет граничное напряжение (диапазон квазилинейной работы входного каскада), однако снижается крутизна прямой передачи. С другой стороны, увеличение сопротивлений резисторов цепи обратной связи приводит к увеличению напряжения смещения, приведенного ко входу ОУ, так как разность токов эмиттеров транзисторов VT1 и VT2 создает на резисторах обратной связи дополнительное падение напряжения. Локальный минимум на кривых, помеченных знаками ( ♦), соответствует крутизне прямой передачи в малосигнальном режиме, что позволяет обеспечить устойчивость усилителя относительно малой емкостью конденсатора СК и обеспечить большую скорость нарастания выходного напряжения усилителя в режиме большого сигнала

Частотные свойства рассматриваемого усилителя определяются зависимостью от частоты коэффициентов передачи буферного усилителя и повторителей тока, а также зависимостью от частоты эквивалентного сопротивления ЯЭ. Коррекцию усилителя с наклоном амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) -20 дБ/дек вплоть до частоты единичного усиления наиболее просто осуществить включением конденсатора СК на входе буферного усилителя (рис.1). Однако, в отличие от классического ОУ ( voltage feedback ), в данном случае параметры цепи обратной связи также влияют на АЧХ. Воспользовавшись выражением (4) и, полагая что K = 1, а также K2 = 1 и эти параметры не зависят от частоты, получаем:

ко (s ) = т-Щ?-г, (8)

°W (1 + sR3CK )Roc + Ro )

где s = jco - оператор Лапласа;

RoC = R2 \ \R1 - эквивалентное сопротивление резисторов цепи обратной

[1].

связи.



Из выражения (8), полагая что вблизи частоты единичного усиления f1 единицей по сравнению с aRsCK можно пренебречь, находим:

f1 -1/2п Ck (Roc + Ro ). (9)

Очевидно, что скорость нарастания выходного напряжения в режиме большого сигнала будет определяться скоростью перезаряда конденсатора СК максимальным током J0 МАКС

V- Jomakc/Ск -в1 Joi/Ск . (10)

Найдя СК из выражения (9) и подставив его в (10), найдем:

V - 2nf1eJ0i (Roc + Ro )- 2tf1UrP, (11)

где UГР - eJ0i (Roc + R0 ) - граничное напряжение квазилинейного диапазона работы входного каскада, которое можно найти из выражения (7).

Выражение (11 ) полностью соответствует теории классического ОУ на основе дифференциального каскада, охваченного ООС по напряжению ( voltage feedback ) [1, 3], что является дополнительным подтверждением корректности приводимых аналитических выражений.

Упрощенная принципиальная схема ОУ с токовой обратной связью приведена на рис. 4, а результаты компьютерного моделирования принципиальной электрической схемы - на рис.5 и 6. В качестве элементов для моделирования были взяты компоненты, составляющие аналоговый базовый матричный кристалл (АБМК), изготавливаемый Минским НПО Интеграл [7].


Рисунок 4 - Упрощенная принципиальная схема ОУ с токовой обратной связью

В качестве NPN транзисторов использованы SPISE модели типа PAD2Q, а в качестве PNP - твинсторы и функционально-интегрированный элемент PNPJF. Амплитудно-частотная характеристика в логарифмическом масштабе (ЛАЧХ) разомкнутого ОУ приведена на рис.5. Для коррекции ОУ использован МОП-конденсатор емкостью 4,6 пФ. При результирующем сопротивлении резисторов



обратной связи Roc = 600 Ом частота единичного усиления составляет 28 МГц при запасе по фазе 28 о . Коэффициент усиления К0 разомкнутого ОУ на постоянном токе составляет 50 дБ. При указанных параметрах RoC и СК усилитель устойчив и при Ku =1 имеет выброс на ЛАЧХ не более 5 дБ.

2 град

3.0П^

3 Rm ! Мйн ] j

-50d

2.0П J

-100d

-15Qd

1.0П -D

-Z00d


10h l.BKh lBBKh 10П11 l.BGh

ш □ Киф ОК,0 Д Tu(f) \Z\ m <p(f) \3\ □ RBX

(100.000.2.6433П)

(1.0000K,50.411) Z . ВП j-ф д-

J1.0000К,-26.148m)

ЕоС = 600 Ом С„=4,6пФ


10h l.GKh lBQKti

Ш □ киф Koff) л Тиф Ш V(f) Ш и RB,

lBflh l.QGh

Рисунок 5 - Фазовая и амплитудно-частотные характеристики ОУ при Ки = 10 (а)

и при Ки = 1 (б)

При сопротивлении резистора ROC = 300 Ом и KU = 10, К0 составляет 65 дБ, а частота единичного усиления - 47 МГц, однако в этом случае усилитель не рекомендуется использовать при Ku < 2. Входное сопротивление на низких частотах - не менее 2,5 МОм. Существенно повысить входное сопротивление можно, используя схему, предложенную в [5].

Несмотря на то, что транзисторы типа PAD2Q имеют fT = 3 ГГц, частотные свойства усилителя определяются PNP транзисторами, которые не столь высокочастотны. Кроме того, эти транзисторы имеют относительно малый коэффициент усиления тока базы - не более 15. Это существенно снижает скорость перезаряда корректирующей емкости при отрицательной полуволне входного напряжения (см. выражение (8).

График переходного процесса на выходе ОУ для Ки = 10 приведен на рис.6 а). Скорость нарастания выходного напряжения для положительной полуволны составляет 150 В/мкс и 90 В/мкс для отрицательного перепада. Следует заметить, что даже при отсутствии конденсатора СК при Ки > 10 усилитель абсолютно устойчив, переходный процесс носит апериодический характер, но скорость нарастания выходного напряжения может составлять соответственно 650 В/мкс и 350 В/мкс. Различная скорость нарастания для положительной и отрицательной полуволны определяется различными коэффициентами усиления тока базы NPN и PNP транзисторов входного каскада. В режиме повторителя напряжения скорость нарастания незначительно выше.

Данная работа не ставит целью исследование всех характеристик ОУ, приводятся только результаты компьютерного моделирования. Можно привести следующие параметры, характеризующие данный ОУ: напряжение питания ± 5 ±15 В; ток потребления - 1 ,7мА; напряжение смещения, приведенное ко входу - 5 - 9 мВ (в зависимости от результирующего сопротивления R, без балансировки нуля); максимальное выходное напряжение ± 1 0 В (при питании от напряжения ±1 5 В); ток на-



грузки - 2 мА. В результате моделирования определены шумовые свойства ОУ -напряжение шумов, приведенное ко входу, составляет 8 нВ / л]~Гц


Рисунок 6 - Переходный процесс на выходе ОУ при подаче на вход скачкообразного сигнала с амплитудой 1 В при KU =10 (а) и 2 В при KU=1 (б)

Таким образом, показана принципиальная возможность разработки на основе АБМК [7] операционного усилителя с токовой обратной связью, обладающего высоким быстродействием при относительно малой частоте единичного усиления. Такой ОУ может найти применение при проектировании различных устройств автоматики, вычислительной техники, активных фильтров и т.п., где не требуется высокая точность, а во главу угла ставится высокое быстродействие. Кроме того, схемотехника усилителей с токовой обратной связью может найти применение при проектировании усилителей мощности звуковой частоты с весьма широкой полосой максимальной мощности

ЛИТЕРАТУРА

1. Полонников Д.Е. Операционные усилители: Принципы построения, теория, схемотехника. - М.: Энергоатомиздат, 1983.

2. Integrated operational amplifier theory - AN165- Philips Semiconductors, Dec

1988.

3.Christian Henn , Andreas Sibrai., Current or voltage feedback: the choice is yours with the new, flexible, wide-band operational amplifier OPA622. - AN-186- Burr-Brown Corporation, October, 1993.

4. Christian Henn. New ultra high-speed circuit techniques with analog ICs. - AB-183 - Burr-Brown Corporation , May, 1993.

5. Старченко И.Е. Повторитель напряжения. Реш. о выдаче патента на изобретение по заявке № 2000110911/09(011086) от 25.04.2000, H03F 3/45. - ЮРГУЭС, г. Шахты.

6. Rea Schmid. Stability analysis of current feedback amplifiers. - Application Note OA-25. - National Semiconductor, May 1995.

7. О. Дворников, В. Чеховский. Аналоговый биполярно-полевой БМК с расширенными функциональными возможностями - ChipNews, 1 999, №2.



© 2017 РубинГудс.
Копирование запрещено.