Популярное

Мифы о звукоизоляции



Как построить дом из пеноблоков



Как построить лестницы на садовом участке



Подбираем краску для ремонта



Каркасные дома из дерева


Главная » 621.396.96

УДК 621.396.96

ЭФФЕКТИВНЫЙ РАДИОСИГНАЛ С КОМПАКТНЫМ СПЕКТРОМ

Ю.П. Озерский, Д.М. Хартиков Московский физико-технический институт

A new radiosignal is proposed for binary information codes transmission. Its spectrum is very compact and its noise immunity is sufficiently high. Generating and processing devices are simple.

Предложен радиосигнал для передачи бинарных информационных последовательностей, обладающий высокой компактностью спектра, удовлетворительной помехозащищенностью, формируемый и обрабатываемый простыми техническими средствами.

Увеличение количества независимых частотных каналов передачи сообщений в ряде радиосистем связи достигают примене-ем сигналов с компактными спектрами Для случая передачи бинарных информационных последовательностей (системы с ИКМ, сети ЭВМ и т.п.) синтезированы такие сигналы, как: фазомани пулированные с дополнительной амплитудной или/и фазовой модуляцией (ФМн-АМ, ФМн-ФМ, ФМн-АМ-ФМ), многопозиционные (ФМн--4, ФМн-8), частотно-манипулированные с непрерывной фазой (МНФ), в том числе с минимальным частотным сдвигом (ММС или МЧМ), МНФ с дополнительной частотной модуляцией, например, гауссов МЧМ (ГМЧМ) и другие [1,2]. Эти сигналы обладают более компактными спектрами, чем широко известный ФМн сигнал с прямоугольными радиоразрядами длительностьб Т (равной длительности разрядов манипулирующего бинарного кода), постоянной частотой заполнения и начальной фазой 0 или п. Этот сигнал в литературе называют классическим ФМн сигналом и его параметры принимают за эталон при сравнении с другими сигналами.

Компактность спектра обычно оценивают рабочей полосой



CF, в которой заключено 99% его энергии, и скоростью v затухания внеполосных излучений. Для классического ФМн сигнала имеем CF=2 0,6 (в единицах произведения FT, где F - текущая частота, Т - длительность разряда бинарного кода) и v=-40 дБ/декада (энергетический спектр), у сигналов Аморозо - dF= =1,4 v=-12 0 дБ/декада, у ФМн-АМ сигнала с АМ по закону Sinx/x (x= %(t-3T)/T), с длительностью радиоразрядов 6Т и манипуляцией по фазе 0 и % получаем dF=1,1 [1].

Вместе с тем, эффективность применения любого сигнала определяется не только его спектральными свойствами, но и помехозащищенностью, обеспечиваемой данным сигналом, а также сложностью устройств формирования и обработки сигнала.

Помехозащищенность классического ФМн сигнала высока.Если за ее единицу принять [2] величину С квадрата евклидова расстояния между отрезками сигнала, соответствующими противоположным бинарным символам, вычисленную на интервале об-рботки сигнала по методу его поэлементного приема, то для классического ФМн сигнала получаем <С=Сэ=4Е, где Е - энергия одного разряда этого сигнала (энергия на один бит) или <С/Сэ= =1, а для вышеназванного ФМн-АМ сигнала с законом АМ Sinx/x и длительностью радиоразрядов 6Т при равной пиковой мощности имеем <С/Сэ=0,25. Данное снижение помехозащищенности объяется непостоянством амплитуды этого ФМн-АМ сигнала, выз- ванное взаимной интерференцией его перекрывающихся радиоразрядов. Кроме того, устройства формирования и обработки этого сигнала отличаются повышенной сложностью по сравнению со случаем классического ФМн сигнала. Из-за названных причин упомянутый ФМн-АМ сигнал, обладающий весьма компактным спектром, значительного применения пока не получил.

Ниже предлагается более эффективный сигнал.

Формально алгоритм его образования можно представить в следующем виде. Передаваемую информационную бинарную после-последовательность u(t) разбивают на две последовательности:



u1(t) - содержащую только нечетные бинарные символы ( 1 или и u2(t) - содержащую только четные бинарные символы. Каждому бинарному символу из u1(t) ставят в соответствие радиоразряд колебания несущей частоты f0 длитедьностью 4Т с

огибающей вида приподнятый косинус (1-Cos(nt/2T))/2, а каждому символу из u1(t) - аналогичный радиоразряд квадратурного колебания той же частоты. Знаки бинарных символов

отображаются начальной фазой 0 и п. Далее все радиоразряды суммируют.

Огибающая амплитудного спектра такого сигнала определяется формой огибающей радоразряда, поэтому, используя ре-результаты [1], имеем dF=0,7, v=-12 0 дБ/декада (для энергетического спектра).

Анализ также показал, что при глубине поэлементной обработки описываемого сигнала на интервале 4Т и нормировании его пиковой мощности получаем параметр dmin/di=0,75. (Эта оценка соответствует критерию минимальной помехозащищенности, при котором во внимание принимают наименьшее значение параметра d, найденное с учетом наиболее неблагоприятных комбинаций соседних бинарных символов, радиоразряды которых перекрываются с выделяемыми противоположными радиоразрядами).

На первый взгляд может показаться, что для реализации описанного алгоритма необходимо четырехканальное устройство формирования с амплитудным преобразователем и балансным модулятором в каждом канале. Однако, данный сигнал можно сформировать более просто, используя двухканальное устройство, применяемое для образования квадратурного ММС сигнала [1]. В случае ММС сигнала в нем создают упомянутые выше последовательности u1(t) и u2(t) прямоугольных видеоразря-видеоразрядов длительностью 2Т. Затем в амплитудном пре-преобразователе им придают форму отрезков функции

Sin(nt/T), значения которой хранят в постоянном запомина-



ющем устройстве (ПЗУ). Далее этими видеоразрядами балансно модулируют непрерывные квадратурные колебания частоты f0 и результаты суммируют. В нашем случае достаточно в конце последовательностей u1(t) и u2(t) добавить по одному видео-видеоразряду длительностью 2Т, знак которого совпадает со знаком последнего разряда названных последовательностей, а в ПЗУ занести функцию приподнятого косинуса и функцию Cos(%t/2T). При этом в каждом канале на первом отрезке 2Т прямоугольному видеоразряду следует придать форму первой половины функции приподнятого косинуса . На последующих отрезках 2Т при наличии смены знака соседних видеоразрядов округлить их по закону плюс-минус Cos(%t/2T), а при отсутствии смены знака - не изменять величину и форму этих видеоразрядов. Последним видеоразрядам длительностью 2Т надо придать форму второй половины функции приподнятого косинуса .

Описанное правило вытекает из того, что огибающая результата суперпозиции радиоразрядов длительностью 4Т в каждом канале на участках их временного перекрытия 2Т пропорциональна либо разности (при перемене знака), либо сумме (в отсутствие перемены знака) функций вида 1+Cosx и 1-Cosx. Попутно заметим, что при передаче длинных последовательностей u( t), например, при передаче тридцатиканального и выше группового цифрового сигнала первый и последний радиоразряды практически не влияют на форму спектра и поэтому могут быть сделаны с прямоугольными передним и задним фронтами соответственно. Тогда в ПЗУ блока формирования сигнала достаточно хранить и использовать лишь функцию Cos(%t/2T).

Нетрудно показать, что обработка сформированного опи-описанным образом сигнала тоже подобна обработке квадра-квадратурного ММС сигнала и может быть осуществлена аналогично с помощью известного двухканального приемного квадратурного устройства. Тогда принятый радиосигнал в каналах ум-



ножают на опорные квадратурные колебание частоты f0 (предполагается наличие системы фазовой подстройки часто-ты). Далее в каждом канале ведут обработку получившихся видеосигналов A1(t) и A2(t). Простейшим алгоритмом такой обработки является знаковый, использующий тот факт, что знаки функций A1( t) и A2(t) на концах интервалов длитель- ностью 2Т совпадают со знаками переданных бинарных символов 1 или Другим вариантом является корреляционная обработка напряжений A1(t) и A2(t) на интервалах 4Т. Для ее осуществления достаточно иметь по два параллельно работающих коррелятора (или согласованных фильтра) в каждом квад- ратурном канале.

ВЫВОД: предложен новый сигнал для передачи по радиоканалу бинарных информационных последовательностей, обладающий высокой компактностью спектра, удовлетворительной поме- хо-защищенностью, формируемый и обрабатываемый простыми из вестными техническими средствами.

1. Макаров СВ., Цикин И.А. Передача дискретных сообщений по радиоканалам с ограниченной полосой пропускания. -М.: Радио и связь, 1988. - 304 с.

2. Емельянов П.В., Парамонов А.А. Дискретные сигналы с непрерывной фазой. - Зарубежная радиоэлектроника, 1990. N 12. С 17-34.



© 2017 РубинГудс.
Копирование запрещено.